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多芯电缆耦合性能分析pdf

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  东南大学硕±学位论文 称为配线对 a)带屏蔽层的三芯排线 (b)普姐九g择线 多芯平行线缆 对绞组是两根不同颜色的绝缘导线绞合成一对线,如图lh’吣所示.星绞组是甩四根绝缘导线 分别排列在正方形的对角线上,按一定的扭距绞合成一线∞所示,其中相对位置的导 线构成一对线,见图中的白一蓝和紫一绿。 圈1-3电垃扭纹方式示意国 电缆芯线扭绞的目的主要是为了减小在同一条电缆内的各对扭回路间或不同星纹组的两线对之 间的串音和外界电磁场对回路的干扰;当电缆弯曲时,可以使各绝缘芯线受到相同的位移,从而保 证每个回路的电特性稳定,也有利于辨别线对t查找接续芯线对绞组与星绞组扭鲛示意图 随着多芯电缆的用速不断扩大.其规格也越来越多,就导线mm等特殊规格[4j。 8ram等6种主要规格,还有O 但是电缆芯线的扭纹方式并没有一个相应的强制标准来执行,在现实中所使用的控制电缆绝缘 芯线主要采用是同心式纹台,也有部分控制电缆采用对纹式。其缠绕方式与星绞组有一些相似。即 所有的电缆芯线截面始终保持在同一个平面上.并且其相对位置也始终保持不变,在这样的条件下 多根电缆芯线以螺旋形毁台,成为一层或多层同心层的绞台导体,这种缠绕方式的优点是制作比较 简单,电缆制造成本较低。 东南人学硕士学位论文 对绞组的串音性能较好,生产率高,但冈电缆的结构尺寸大,浪费材料。星绞组结构紧凑、节 省材料,如做得好时也能保证串音性能的要求。对于高频对称电缆,一般均采用屋绞结构。对于市 内通信电缆,当采用纸绝缘时,由于纸绝缘星绞组结构不易稳定,其串音性能较坏,所以一般均采 用对绞结构。当采用塑料绝缘并改进工艺之后,星绞组的串音性能会大大改进,这为市内通信电缆 采用星绞组代替对绞组创造了条件。同时,星绞市内通信电缆在同样工作电容情况下,外径将比对 绞电缆缩小12%左右,这就可以节约绝缘及护层材料,使电缆成本有所降低【5】。据铁道部行业标准, 《铁道部数字信号电缆,第1部分:~般规定》除四芯电缆外,其他规格的(多芯电缆)缆芯外层 绞合方向均为右向,相邻层绞向相反旧1。 1.1.2电缆的串扰与电磁耦合 串音或者串扰(crosstalk)在英语中,与多芯电缆内芯线间的电磁耦合具有一定的差别,其中, crosstalk包含导线串扰,多芯电缆内部各芯线间的串扰以及电缆间的串扰(Aliencrosstalk)。当电缆 或者PCB印制线的线路传输延迟时间大于或等于相应收发电路中逻辑电路的上升时间时,所产生的 干扰为导线串扰,这种情况在PCB印制线上所产生的较多。在多芯电缆之间,即电缆外部,由于电 缆间的电磁耦合所产生的干扰称为缆间串扰,即Aliencrosstalk,是目前第六类电缆,即高速宽带 10GBase.T电缆所面临的重大问题17J。多芯电缆内部的串扰,即电缆内各芯线间由于近场的感性和容 性的耦合所产生的电磁耦合性干扰才是本论文所研究的问题,但为了便于述说,以下文中所说的串 扰或者串音即为芯线间的电磁耦合性干扰。 在国内通信名词中,串音按GB/T14733.8.1993规定,信号在传输过程中从一个传输回路串入另 一个传输回路的现象称为串音,通常把引起串音干扰的回路称为“主串同路”,被串音干扰的回路称 为“被串同路”。串音衰减(crosstalkattenuation)则是指通路在规定的终端条件下,主串通路在某 一给定点上的视在功率与主串信号经过串音路径到达被串通路在某一给定点的视在功率之比,通常 用dB表示IsJ。串音干扰常限于使用在邻近的电路、导线上,其耦合通路是以电路的互电容和互电感 为特征的。串音干扰在通信中会影响其它同路的正常通信,而且会使通信失密。回路串音来自电耦 合(电容性耦合)和磁耦合(电感性耦合)两种。在串扰的测试中,高的测试值(dB)优于低的测试 值。因为串扰的数值是有用信号与噪音信号之间的比值。高的测试值意味着有用信号远远大于噪音, 低的测试值意味着有用信号与噪音之间的差别不大,对于接收方来说,则无法正确接收信号,造成 数据包丢失的现象。 用于定义串音大小的概念叫串音衰减,是主串线对视在功率P,与被串线对视在功率n的比值: %2 12in昱e__,,Np (1·2) 或口Ⅳ=1。lg夏Pl=1019鼻一1。19乞,dB 如果引起干扰的同路以其特性阻抗Zl终端,而受到干扰的回路以其特性阻抗z2终端,则 ‰=,n鲁+三h么 Z_zz2。舯 (1.3) 甜, Z, 或 a.Ⅳ=2019 (1.4) ul+1019雩-,dB “2 61 在正常情况下,同一电缆中,同一类型回路的特性阻抗可以认为是相等的,由于制造公差而产 生的微小区别一般并不显著。冈此Z】=Z2。所以当考虑同一类型的同路时,公式(1.3)与(1.4)可 简化为: 3 东南大学硕士学位论文 口^,:ln堕,Np (1.5) “2 口^,=20lg塑,dB (1.6) “2 从图1.5可以看出,近端串音衰减为: ‰:111坠,Np (1.7) “20 口砌=20lg堑,dB (1.8) “20 而远端串音衰减为: 2 tn (1.9) alvy U10,Np “2l ‰:20lg堑,dB (1.10) 。 “21 Z Z, 图1.5串音 由于测量上的原因,可行的办法是在干扰回路的远端测量电压值(∽,),同时在受干扰回路的 远端测量电压值(u2,),考虑到比值Ujo/UJ『』表示干扰回路的全程衰减这一事实,所以远端串音也可 表示为下式: Np 口Ⅳ厂=111鱼+ln垃=ln鱼+口M 。 “21 “20 甜2l 或 ‰一口M=hl盟,这个表达式称为远端串音防卫度。按照CCITT的建议,对于国际的和 1121 相连接的国内音频电缆线路,其远端串音防卫度和近端串音衰减不小于58dB(6.7Np)9】。 1.1.3近端串音与远端串音 在多芯电缆中,存在着电容性耦合和电感性耦合,对其中任一电缆芯线通以信号时,在其它的 电缆芯线上,会产生相应的串扰耦合电流。在串扰耦合中,对靠近主串回路发送(发射)端出现的 串音称为近端串音,而对另外的一端(接收)端出现的串音称为远端串音,如图1.5所示。由于容性 4 东南久学硕士学位论文 耦合与感性耦合产生的原理不一样,冈此容性耦合与感性耦合在近端和远端分别进行叠加时对电缆 产生的影响也不一样,如图1-6(a)所示是容性耦合在近端和远端产生的耦合电流示意图,图1—6 (b)为感性耦合时在近端和远端产生的耦合电流示意图。由图可知,对于近端串音,其串音电流是 电容性耦合与电感性耦合所引起的串音电流之和,而远端串音电流则是电容性耦合与电感性耦合所 引起的串音电流之差。但是对于近端与远端只是相对而言的,例如当一多芯电缆用于进行网络传输 时,当主机向远处的分机发出信号时,对于其它的电缆芯线,则靠近主机的一端为近端,另一端则 为远端,但当处于接收信号的状态时,则靠近主机的一则的为远端,另外一端此时为近端。 (a)电容性近端串音耦合与远端串音耦合示意图 (b)电感性近端串音耦合与远端串音耦合示意图 l-6电缆的近端串音与远端串音耦合示意图 1.2多芯电缆耦合性能研究的背景 在军用上,实现武器装备系统的电磁兼容性是提高其电磁防护能力的前提和重要保障。在飞机 和舰船等大型一体化作战系统中,随着自动化程度的不断提高,设备或分系统之间的各种电源和信 号连接越来越多,为了便于按照军标对传输各种信号的线缆进行分类和便于连接,其连接线越来越 多的采用多芯电缆,常用的多芯电缆如图1.1所示,(a)为普通的五芯带屏蔽层的多芯电缆,(b) 为实验测试所用的25芯带铝薄屏蔽层的多芯电缆。随着电子信息技术在武器装备中的广泛应用,战 场环境日益复杂,电磁信号的强度可达千兆瓦级,覆盖的频谱范围从于赫兹到吉赫兹,面临如何提 高武器装备电磁防护能力的难题。为此为了实现系统的电磁兼容性,接口线缆电磁性能的研究也被 提上议事日程。例如:在高功率微波环境中,一方面辐射场强高达2000V/m以上,单靠飞机的蒙皮 或船体甲板结构所提供的屏蔽性能已远远不能满足电磁兼容性要求,对电缆的屏蔽性能也提出了不 同程度的要求;另一方面信号的频谱从几十千赫兹覆盖到几吉赫兹,线缆对高频信号的天线效应也 不容忽视,当为多芯电缆时,其芯线间相互耦合性干扰将随着频率的提高而变得更加严重。 大量的理论及工程实践表明,多芯互连电缆是复杂电子系统中电磁兼容性最为薄弱的环节之一, 多芯电缆芯线间的电磁耦合性能成为衡龟电缆在电磁兼容方面的一个重要指标,客观评价多芯电缆 芯线间的耦合性能对提高武器装备的电磁兼容性具有非常重要的意义。同时,客观正确的评价多芯 电缆芯线间相互耦合的性能,对于研究信号在电缆传输时的完整性以及进行电缆防电磁干扰的预测 5 东南大学硕。{:学位论文 和分析,做好线缆的选购等相关技术上的保障:1:作具有特别重要的意义。 在民用方面,随着微电子技术和数控技术的广泛应用以及电磁环境的不断恶化,在各种电器、 仪表、电信、电力设备及自动化装置的线路中,为了减少环境中电磁波信号电流的干扰,同时也为 了减少设备中线缆的数量,也越来越多的使用多芯电缆,如图1.2所示,这类多芯电缆也称为排线, 或者叫扁(多芯)电缆,图(a)为带屏蔽层的三芯排线,图(b)为在电子设备中常用的普通(不带屏蔽 层)九芯排线。此外在一些行业中还有一些特种的多芯电缆Il0,在这些多芯电缆中,所传输的信号 比较复杂,种类较多,有数字信号,也有模拟信号,相互之间也比较容易产生相应的耦合和干扰。 线缆芯线间相互耦合的性能则是反映电缆抗电磁干扰的重要指标,对芯线之间相互耦合的性能进行 定性研究及定量的测试分析,有助于解决其相互间的电磁干扰问题。 1.3关于多芯线缆芯线间相互耦合性能的研究现状 目前,由于网络高速发展的需要,国外对多芯电缆的研究比较多,但大部分仅限于网线的研究 上。国内对电缆的研究大多是关于单芯同轴电缆方面的,或者是对于线缆之间的耦合干扰问题…J进 行研究较多,对多芯电缆的耦合研究较少,且主要以数值计算和仿真等方面的理论研究Il副为主,Paul 等人都对此作过深入研究,文献[13】以传输线理论为基本依据,通过建立多导体传输线方程,在频域 内求解多芯裸线束的传输耦合,但文中模型仅限于分析均匀电缆。对于非均匀结构多芯电缆,往往 采取简化模型,文献[14】中提出一种带抽头同轴线间耦合的简化计算模型,文中假设线长与信号波长 相比足够小,由此引起在高频情况下的误差比较大。总的说来,现有的资料和文献研究的出发点都 是以一定的电磁理论为基础,对众多无法准确确定的因素进行理想化处理,是一些相对比较理论性 的研究,在工程实际中其指导作片j比较有限。 多芯电缆芯线间相互耦合性能是衡量电缆的屏蔽性能,抑制辐射干扰,以及电磁信号传输的完 整性等方面的重要性能指标。如何对多芯电缆芯线间相互耦合性能进行定量的测量分析及定性研究, 确定各种可能冈素的影响程度,找出其规律,是选择、研制、检测电缆必须解决的关键问题之一。 目前,多芯电缆的应用范围不断扩大,其电磁泄漏与干扰以及传输信号的完整性等电磁兼容性问题 急待解决,而从现有的资料看,对于针对多芯电缆芯线间相互耦合性能的论述很少,主要原因是由 于测试中对多芯电缆中的地线如何处理,同时实现多芯电缆测试同路的阻抗匹配比较困难。 1.4论文主要研究内容 多芯电缆耦合性能研究的前提是对电缆芯线间的电磁耦合性能能够准确地进行测试。本文基于 现有的多芯电缆耦合理论,通过实验测试与理论研究相结合,对国内外现有的多芯电缆芯线间电磁 耦合的测试方法进行了深入的研究,针对现有测试方法的不足和实验室的现有条件,设计出两种对 多芯电缆的耦合性能进行测试的方法,并采用所研究的测试方法对一舰船用25芯电缆进行了测试, 测试结果表明所用的测试方法简单、实用,并能够满足测试的需要。 采用信号源与频谱分析仪相接合的方法,对多芯电缆单根芯线的耦合干扰情况进行测试,并通 过在测试频率内中采片j不同的接地方式、对不同位置的芯线进行耦合干扰的测试,通过对测试数据 的对分,总结出单根电缆芯线的耦合规律。 研究制出了用于电缆测试的匹配电路型阻抗匹配变换器,并运用于矢量网络分析仪法对多芯电 缆芯线回路的干扰耦合性能进行测试,通过对测试结果的分析,总结出了芯线间电磁耦合随着频率、 阻抗匹配情况、电缆屏蔽层及地线的接地方式等变化的规律。 1.5论文结构安排 第一章为绪论,介绍了多芯电缆的基本知识以及论文的研究背景、主要研究内容、国内外研究 现状和论文的结构编排; 第二章对多芯电缆耦合机理进行分析,并从容性耦合、感性耦合以及长线传输理论方面对多芯 电缆的耦合原理分别进行了阐述。 6 东南大学硕.jj学位论文 第二章对多芯电缆耦合性能的儿种测试方法的配置、原理、适用条件及优缺点等分别进行了介 绍。 第四章先对研究中所用的电缆情况进行了介绍,并就测试中的突出问题:地线处理、阻抗匹配 以及测试频率的确定分别进行阐述与分析,并自己根据已有测试方法和实验窒的现有条件,设计出 两种测试法,对单根电缆芯线的干扰耦合情况、以及回路的干扰耦合情况分别进行了测试,通过对 测试数据的分析,总结出了相应的电缆耦合规律。 第五章论文的总结。 7 东南入学硕上学位论文 第二章 多芯电缆电磁耦合分析理论概述 2.1电缆的容性耦合原理 2.1.1电容性耦合模型1151 由于电容实际是由两个导体构成,因此两根导线就构成了一个电容,称之为导线之间的寄生电 容。由于这个电容的存在,一根导线中的能量能够耦合到另外一根电线上,这种耦合即称为电容耦 合。图2-3(a)表示一对平行导线所构成两同路通过线间的电容耦合,其等效电路如图(b)所示。假设 电路l为耦合源电路,电路2为被干扰电路,C为导线间的分布电容,由等效电路可计 算出在同路2上的感应为: %:—生u:尘!=垡u‘ ‘ 、(2.1) R,+X. l+iwCR, 式中,R:2 v一1 人r■—万 iRG2瓦RL2, -,缈L 当耦合电容比较小时,即ooCR2≤1时,式(2.1)可以简化为: ∞叫coCR2“ (2.2) 从式(2.2)可以看出,电容性耦合引起的感应电压正比于耦合源的工作角频率缈、被干扰电路 的对地电阻R2(一般情况下为阻抗)、分布电容C、耦合源电压U;电容性耦合主要在射频频率形 成骚扰,频率越高,电容性耦合越明显;电容性耦合的骚扰作用相当于在电路2与地之间连接了一 个幅度为厶--j&)CUl的电源。 (a)耦合模型 (b)等效电路 图2-3电容性耦合模型 一般情况下,耦合源的工作角频率缈、被干扰电路对地电阻R2(一般情况下为阻抗)、耦合源 电压U是预先给定的,也即在实际工作中是由工作情况确定了的,不可改变,或者说,如果要改变 的话工程成本和工作量比较大,所以,抑制电容性耦合的有效方法是减小耦合电容C。 以上只是一种较为简单的耦合模型,另有一种模型是在它的基础上除了考虑两导线(两电路) 间的耦合电容外,还考虑每一电路的导线与地之间所存在的电容。其模型示意图如2.4所示。 8 东南大学硕1:学位论文 (a)耦合模型 (b)等效电路 图24地面上两导线间电容性耦合模型 与地之间的电容,R是导线与地之间的电阻。电阻尺出自于连接到导线的电路,不是杂散元件, 电容C2G由导线对地的杂散电容和连接到导线的任何电路的影响组成。 作为耦合干扰源的导线的干扰源电压为∽,被干扰电路为导线,任何直接跨接在骚扰两端 的电容,如图2.4中的C12可以被忽略,冈为它不影响在导线与地之间的耦合的骚扰电压吼。根 据图2-4(b)的等效电路,导线与地之间耦合的骚扰电压%可以表达为: 吼2而裂bu (2.3) 如果R为低阻抗,即满足: 尺《砜丽1j缈(c12+C2,G) 那么,式(2.3)可简化为: 巩≈j颤oc,2尺U (2.4) 表达式(2.4)表明,电容性耦合的骚扰作用相当于导线与地之间连接了一个幅度为 厶=/coCl2U1R的电流源。式(2.4)是描述两导线之间电容性耦合的重要公式,它清楚地表明了耦合 的电压依赖于相关的参数。在耦合干扰源的电压∽和工作频靳能改变的情况下,则只留下两个 ,,) f。q 减小电容性耦合的参数c12和尺以降低电容性耦合干扰,根据电容的容量公式c兰兰=熹(s为 U q死}m 电介质常量,S为电容极板的面积,七为静电力常量,d为极板间的距离)可知,要改变电容的容量, 只能改变s与导线间距离以结合电缆的制造工艺及实际情况,则减小耦合电容的方法是导体合适 的取向、屏蔽导体、分隔导体(增加导体间的距离)。若两导体之间距离加大,C12的实际值会减少, 因此导体2上的感应电压,若两平行导体间分隔距离为D,且导体直径为d,则: C12:-粤.^(F/m)咖 Q5’(2.5) 忑韧 当%3时,C12可简化为: /“ c炉嗍Y/Eo 吲m, (2.6) 9 东南大学硕上学位论文 F/m。当然,增加导体问的距离,对多芯电缆来说,也即增大了芯线 间距,也就加粗了多芯电缆,这样一方面会增加成本,另一方面也使得多芯电缆变得庞大,会在一 定程度上失去使用多芯电缆所带来的优势和方便。如果R为高阻抗,即满足: 尺》 ————7———————————T那么,式(2.3)可简化为: ,彩【C12+C2GJ 驴彘u (2.7) 式(2.7)表明,在导体2与地之间产生的电容性耦合骚扰电压与频率无关,且在数值上大于(2.4) 式表示的骚扰电压。 2.1.2屏蔽层对电容性耦合的影响 当被骚扰电路的导体2上加一管状的屏蔽体,此时导线的电容性耦合将发生改变,其简易的模 路的导体2延伸到屏蔽体外的那一部分与骚扰电路的导体1之间的电容,c2G表示导体2延伸到屏蔽 体外的那一部分与地之间的电容,C2s表示导体1与导体2的屏蔽体之间的电容,Czs表示导体2与 6。 其屏蔽层之间的电容,‰表示导体2的屏蔽体与地之间的电容Il 在此,先考虑导体2的对地电阻为无限人值,导体2完全屏蔽,此时c12、c2G均为零。由模型 的简化等效电路图(b)可知,屏蔽体拾取到的骚扰电压为酪: 啦彘∽ (2.8) 由于没有耦合电流通过C2s,所以完全屏蔽的导体2所拾取的骚扰电压为: Ujv=Us (2.9) 2 ( )仉 上,. 一。蝴 : : : : : (b)等效电路 一 一rIf珊』l’一 (a)耦合模型 (c)简化等效电路 图2.5具有屏蔽层时两导体间电容耦合模型 如果屏蔽体接地,那么电压弧=0,从而UN=O,。导体2完全屏蔽,即导体2不延伸到屏蔽体的 情况是理想情况。但事实上,导体2通常延伸到屏蔽体外,如图2.5所示,此时的互耦合电容C12、 c2G均需要考虑。在屏蔽体接地,且导体2的对地电阻为无限人值时,导体2上耦合的骚扰电压为: lO 东南人学硕士学位论文 眯熹阢 (2.10) 式中,C12的值取决于导体2延伸到屏蔽体外的那一部分的长度。良好的电场屏蔽必须使导体2 延伸到屏蔽体外的那一部分的长度最小,必须提供屏敝体的良好接地。假定电缆的长度小于一个波 长,单点接地就可以实现良好的屏蔽体接地。对开长电缆,根据上程中的实际情况进行多点接地是 必须的。 导体2的对地电阻为有限值时,根据图2-5(c)的简化等效电路知,导体2上耦合的骚扰电压为: 昕而蘸篙雨u (2.11) 当R《i虱i-五1乏了_习时,式‘2·11’可简化为:/国【C12+C2G+c25) 巩≈wRCl2阴 (2.12) 式(2.12)与式(2.4)的形式完全一样,但是由于导体2此时被屏蔽体所屏蔽,C,2的值取决于 导体2延伸到屏蔽体外的那一部分的长度,冈此此时的C12值大大减小,从而降低了被骚扰电路的 巩值。 2.2电缆的感性耦合原理 2.2.1电感性耦合模型: 电感性耦合(Inductive Coupling)也称为磁耦合,它是由两电路间的磁场相互作用所引起的, 当一根导线上的电流发生变化,而引起周围的磁场发生变化时,若另一根导线在这个变化的磁场中, 则这根导线上会感应出电动势。于是,一根导线上的信号就耦合进了另一根线。当电流,在闭合电 路中流动时,该电流就会产生与此电流成正比的磁通量函。J与函的比例常数称为电感厶由此可以 写出: 西=L/ (2.13) 电感的值取决于电路的几何形状和所包含场的媒质的磁特性。当一个电路中的电流在另一个电 路中产生磁通时,这两个电路之间就存在互感M2,其定义为: 尬产孕 (2.14) 』1 式中办2表示电路1中的电流^在电路2产生的磁通量。 由法拉弟定律可知,磁通密度为B的磁场在面积为5的闭合回路中感应的电压为: 翰=丢』云.d; c2。·5, 其中B与s是向量,如果闭合回路是静止的,磁通密度随时间作正弦变化且在闭合同路面积上 是常数,B与S的夹角为护那么式(2.15)可以简化为: uu=jcoBscos矽 (2.16) 式中s是闭合回路的面积,B是角频率为co(rad/s)的正弦变化磁通密度的有效值,%是感应 电压的有效值。因为Bscos护表示耦合剑被干扰电路的总磁通量,所以可以把式(2.14)和式(2.16) 11 东南夫学硕t:学位论文 结合起来,用两电路之间的互感M表示感应电压UN,则有: 吼=jcoM/1=M鲁 眨·7, 0、s。 式(2.17)表明耦合的程度与电流的变化率成正比。为了减小骚扰电压,必须减小B、COS 欲减小B的值,可利用加大电路间的距离或将导线绞绕,使绞线产生的磁通密度B能互相抵消掉。 至于受干扰电路的面积s,可将导线尽量置于接地平面上,使其减至最小;或利用绞线的其中一条为 地电流同路,使地电流不经接地平面,以减少同路所围成的面积。COS0的减小则可利用重新安排干 扰源与受干扰电路的位置来实现。 磁场与电场间的干扰是有区别的,首先,由式(2.17)可知,减小受干扰电路的负载阻抗未必能使 磁场干扰的情况改善;而对于电场干扰的情况,从式(2.11)与(2.12)均可得出,减小受干扰电路的负 载阻抗可以改善干扰的情况;其次是磁场干扰中,从感性耦合的原理图以及等效电路图中可看出电 感耦合电压串联在被干扰导体中,而电场干扰中,相应的耦合模型与等效电路图同样可得出,电容 耦合电流并联在导体与地之间。在工程实际中,可以利用这些特别来区别电感性耦合干扰与电容性 耦合干扰,以便于采取相应的措施。具体做法是在被干扰导体的一端测量干扰电压,在另一端缓慢 减小端接阻抗。如果测量的电压减小,则干扰是通过电容来耦合的:如果测量的电压反而增加,则 干扰是通过电感来耦合的。 2.2.2带屏蔽层的电感性耦合: 如果在被干扰导体2外放置一管状的屏蔽体内,此时的电感性耦合原理如图2-6(a)所示。如果 在此引入的屏蔽体为非磁性的材料构成,且只有单点接地或没有接地。由于屏蔽层是非磁性材料, 因此它的存在对导体周围的磁场及磁通密度没有影响,引入的屏蔽体没有改变了原来磁场的分布, 则原来的电感性耦合没有发生改变,导体1与导体2的互感M2没有变化,所以导体l作用在导体2 上的感应电压与没有屏蔽时是相同的。在磁场的作用下,屏蔽体上也会感应出电压,在此设导体1 与加在导体2上的屏蔽层之间的互感为Ms,则导体l上的电流厶在屏蔽体上感应的电压为: Us=rioM幽 (2.18) 但由于屏蔽层是单点接地或没有接地,冈此屏蔽体上没有电流。所以不会产生额外的磁场,因 此这个屏蔽层对磁场耦合没有任何影响。但如果屏蔽层是两端接地,则屏蔽层上会有电流流过,这 个电流会产生一个附加的磁场,引起导体2周围磁场的变化,将对原来的电感耦合产生一定的影响。 为了分析其产生的影响,先研究屏蔽层与内导体之间的耦合。 当一个空心管上有均匀电流尽时,所有的磁场在管的外部,在管的内部没有磁场。因此,当屏 蔽管内部有一个导体时,管上流过电流产生的磁场同时包围屏蔽管和里面的导体。屏蔽管的电感(自 感)为:妒矽/,。,内导体与屏蔽管之间的互感为:胙矽/lrs,由于包围这两个导体的磁通相同, 因此 M=Ls (2.19) 即屏蔽层与内导体之间的互感等于屏蔽层的电感(自感)。这个结论是先假定屏蔽管上的电流均 匀分布,同时也没有规定内导体的位置,因此这个结论不局限于同轴电缆。屏蔽体与中心导体的等 效电路如图2-6(b)所示,屏蔽层上的电流Is在中心导体上感应的干扰电压为: Us=jcoM/s (2.20) (2.21) 瓜。似厶。I 热驴盎-p 其中,厶及咫为屏蔽层的电感和电阻,考虑到M=-Ls,由式(2.20)、(2.21),可得: 12 东南大学硕上学位论文 Uf , S (2.22) 弦磕、lI∽rJ 表达式(2.22)的曲线的折断点定义为屏蔽层截J卜频率co,且 吐2iRs或厶2鑫 (2.23) 巾厶簪棒 (a)耦合原理图 (b)等效电路图 图2-6带屏蔽体的电感性耦合 感应进冲心导体的骚扰电压在直流是是零,在频率为5冬时增加剐L乎等于弧。因此,如 果允许屏蔽体电流流动,则感应进行中心导体的骚扰电压在大于5倍屏蔽体截I}:频率的频率时,几 乎等于屏蔽体电压队,这是屏蔽体内部导体的一个非常重要的特性。与其它电缆比较,铝薄膜屏蔽 电缆具有更高的屏蔽体截止频率,约为70kHzll7】。 当在导体2周围放置一两端接地的非磁性屏蔽体时,由于屏蔽体两端接地,屏蔽层电流流动, 且产生一个骚扰电压进入导体2,因此,感应进入导体2的骚扰电压有两部分:导体l的直接感应 骚扰电压U2和感应的屏蔽体电流产生的骚扰电压Us2。特别注意的是这两个感应电压具有相反的极 性。因此感应进入导体2的骚扰电压可表示为: Usv=U2--us2 (2.24) 于导体1,屏蔽体和导体2放置于空间的相同位置),则上式可变为: UN=jcoMl2Il (2.25) 一., 等巧 当频率很低时,即jcoLs《凰,则有: Uu=jtoMl2‘ (2.26) 这时的电感耦合与无屏蔽相同。 13 东南人学硕士学位论文 当频率较高时,即jcoLs》凡,则有: 驴帆唾 晓27, 这时感应的干扰电压不再随频率的增加而增加,而是保持一个常数,这个数与没有屏蔽时的差 值就是屏蔽效果。当图2-6(a)中的导体l(干扰源)带有一管状屏蔽体时,其干扰耦合与屏蔽体的接 地方式有关。若屏蔽体两端同时接地时,与前面的分析相类似,可得出,对导体l,屏蔽体上电流 Is产生的磁场与中心导体上的电流乃产生的磁场相抵消。此时屏蔽体外不再有磁场存在,从而抑制 了磁(电感)耦合。但这种措施只有在当频率较高时有效,当频率较低时,屏蔽体上的电流尽产生 的磁场不能抵消中心导体电流乃产生的磁场,为了解决这一问题,可将屏蔽体的一端不接地而与负 载连接,此时不管在任何频率上,尽均与乃相等,且方向相反,则尽产生的磁场抵消了厶产生的磁 场,使屏蔽体外不存在磁场,进而抑制了磁场(电感)耦合ll引。 2.3传输线 电缆【口l路的等效电路 当导线波长,也即当频率比较高,电缆长度与波长相比拟时,根据电磁场 理论,在均匀的电缆同路中,电阻(有效电阻)和电感在导线上是沿长度均匀分布的,而电容和绝 缘电阻则是在导线同路之间沿长度均匀分布的。冈此,当电磁波沿着均匀电缆同路传输时,导线间 电压和导线中电流的振幅和相位都必然沿着长度连续不断地变化。其中,每一小段电缆都可看作为 一个电阻、电容、电感和电导构成的四端网络。如图2.7所示 在均匀的电缆同路中单位长度的回路电阻R、电感£、电容C、电导G,又取名为分布电阻尺l、 电感厶、电容C1、电导Gl。 2.3.1传输线 为了研究无限小长度(dz)电缆段上电压和电流的变化规律,以及电压和电流的关系,可利用 图2.7所示的均匀电缆回路的等效回路来求得。当所加电压和电流为正弦波时,可采用下式微分方 程表示: 一警趣御l 仁28, 一d龙l=(、G+/缈c妙J 东南人学硕士学位论文 上式左边的微分取负号,表明电压和电流随着距离Z增加而减小。 如果将(2.28)式对Z取微分,并将(2.28)式中掣及.孕的值代入,可得: az 比 R 以 反 础 肛 却/L 曲№ 妙 (2.29) j艮 缸 以 眦 够V 肋一髟内一舻 出 吠忙 、●●●●●●●●●●●●●●●●●J 令r=、厂i瓯了了i顶虿调,则式(2.29)可写成: 万一厂叫刮I (2.30) z 1 ,, ^ 象d万吖¨:01J 在微分方程(2.30)式中,u的通解为: U=Ale一芦+A2e芦 (2.31) 由(2.28)式中第一式可得 ,:一 ! 型: 兰4P~一以P弦 (2.32) 1 ‘ 月+/coL比尺+/coL 一赢=藤删 ,2去沁芦一缈) (2.33) 代入边界条件,可确定出积分常数彳l和彳2。如果已知始端的电压为%和电流为/o,并将Z=0 的边界条件代入(2.32)及(2.33)式,则有 ‰=彳l州2 而2去o·一) 解出上式可得 A I=.U........o.....+........I....o....Z..——C .A2=.U.....o.....-.....I...o...Z..—c. 2 2 流分布的公式: U:—Uo+—IoZcP一届+—Uo-—IoZc 2 2 (2.34) U a—IaZC 1=2ZC 2Zc!e斗rZ 如果电缆线路长度为,时,则其终端的电压与电流值可通过(2.34)式变为: 15 东南大学硕士学位论文 uf:—Uo+—IoZ,P一一+.Uo7zloZ,一P∥l 厶:哮P一一哮P0 Q35’ Ut=Uoch7t一厶乙妫∥] ‘叫∥一》∥f Q36’ ‰=2等e#q.车芋P叫l 厶:哮止哮P叫, Q37’ Uo=Utchfl+IjZc妫∥] H蒯+挚∥} Q3动 即为波阻抗,是导线)中的Zc= 上电压波与电流波之比,反应了导线对电磁波的阻抗特性,该特性与电磁波的频率相关。 y=√琢+/础又G+/以)即为传播常数,它表征了电磁波沿线路传输时幅值和相位的变化程度。 zr和y与传输线的一次传输参数(尺、三、C、G)有关,是用以表征传输线的特性参数,是传输线回路电阻月 电缆回路的有效电阻一般由直流电阻凰和交流电通过回路时所引起的附加电阻R~(交流电阻) 所组成。 R=Ro+R~ (2.39) 直流电阻与导线的材料和直径有关,材料导电特性常用电阻率P表示,而电导率为盯=1/p。直 流电阻尺。由下式确定 Ro=p80002/rift2(Q/l(m) (2.40) 系数,一般在1.02~1.07。 交流电阻尺、是在回路中通以交变电流后,所引起的附加电阻,是由于集肤效应、邻近效应和在 周同金属媒质中产生的涡流损耗三部分所引起的。因为通交流电后,在导体内部和周闱将产生磁场, 由于交变磁场作用丁二导体,并冈此而引起能量损耗,从本质上可以认为是电阻的增加。这样,所增 加的电阻就称为交流附加电阻。附加电阻的计算较为复杂,需要综合考虑具体情况F的电磁效应, 16 东南人学硕l:学位论文 总的来说,频率越高电阻值越大【20J。


 
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